1 引言

随着通信业尤其是个人移动通信的高速发展,现有的无线通信系统将很难满足未来人们的需求。工业界预测,未来几年,无线通信数据量还将会有数十倍的增长。在此环境下,第五代移动通信技术(5G)应运而生。从技术层面上讲,5G是一种具有高速率、高效率的空口技术；从功能上说,5G应该是能应对各种业务需求并能够不断提升用户体验的高级智能网络。5G网络服务范围之广、应用之多也促使5G与其他无线移动通信技术进行融合。WLAN技术是一种比较成熟的短距离无线通信技术,在用户集中的热点区域,5G网络可能很难应对爆发式的连接请求,合理的搭建WLAN网络可以有效的对移动蜂窝网进行分流,从而提升用户体验,这势必成为下一代移动通信技术的研究方向之一[1]。现有的低频段的WLAN标准如：IEEE 802.11n/ac等在一些新的应用领域,如移动终端高清视频直播、虚拟现实体验等,已经无法满足人们对高吞吐、高服务质量及可扩展性等方面的传输需求。这些标准只能利用有限的低频段频谱带宽资源,在很大程度上限制了传输速率的进一步提高。毫米波系统[2]具有波长短、频带宽等特点,能有效解决频率资源紧张克服高速带宽无线接入面临的一些问题,因此在短距离无线通信中有很好的应用前进。

毫米波无线通信目前研究较多的是SC-FDE和OFDM两种系统,包括具体模块的算法研究[3]性能优化[4- 6]及仿真验证等。两个系统都有很好的抗多径性能,其中OFDM系统频谱利用率高；发射端和接收端OFDM符号的调制与解调利用快速傅里叶变换来实现,很大程度上提升了运算速度,同时也简化硬件实现结构。当然,OFDM技术也存在一定的缺陷,峰均功率比较大,容易导致非线性失真,还有对载波频率偏移比较敏感等。OFDM技术的不足之处恰恰正是SC技术的优势所在。OFDM和SC两种技术在性能上正好能实现优势互补,为了适应不同的信道环境,毫米波通信系统中两种技术的共存似乎是很好的选择。2012年9月,IEEE成立了IEEE 802.11aj工作委员会,主要目的是根据中国提交的毫米波段提议去完成制定下一代无线局域网标准,涉及的频段包括59～64 GHz和CWPAN提出申请使用的45 GHz。2013年1月,对应的功能需求文件发布,其对于MAC层最大吞吐量提出了不低于1Gbps的明确要求,并能够支持45 GHz频段到2.4/5 GHz频段的快速会话转移。此外,IEEE 802.11aj标准制定中考虑的一个比较重要的需求就是能同时支持SC和OFDM(可选)两种模式。

基于IEEE 802.11aj标准,本文比较分析了SC和OFDM两种模式的性能优劣以及具体实现流图和应用场景,并提出一种适用于毫米波无线通信系统的实现方案,借助NI公司的PXIe mmWave收发仪系统平台进行原型机开发验证,完成毫米波单载波无线通信系统,实现高速视频流实时传输,对毫米波WLAN通信技术以及未来5G技术研究都具有重要价值。

2 IEEE 802.11aj 系统模型

2.1 IEEE 802.11aj分组结构

毫米波SC-FDE和OFDM系统模式各有优劣,不同应用场景可以选择不同的系统模型。IEEE 802.11aj 标准必须支持SC-FDE模式,而OFDM模式是可选支持[7]。IEEE 802.11aj系统物理层帧结构[8],包含两部分前导字段和数据字段。图1是IEEE 802.11aj系统支持可选OFDM模式的帧结构图。

STF字段和CEF字段,主要用于包检测、自动增益控制、时域同步、频率偏移估计、物理层帧类型(SC或者OFDM)指示、带宽指示(540 MHz或1080 MHz)和信道估计等。STF字段由长度为256的零相关区(ZCZ: zero correlation zone)序列重复14次构成。CEF字段由4个长度为256的分别与一个单独分配的符号相乘的ZCZ序列串联组成。ZCZ序列具有很好的相关特性,自相关性强,互相关性弱。

SIG[9]为信令字段,其载有数据部分的指示信息,包含编码调制方式、分组的速率和长度等。IEEE 802.11aj的SIG还具有指示SC与OFDM模式切换的信息。

OSTF[10]为OFDM短训练字段,在OFDM模式下用于提高MIMO传输时的自动增益控制估计。

OCEF[10]为OFDM信道估计字段主要用于OFDM模式中MIMO信道估计。假设发射端有NSTS个时空流,每个子载波分别计算其信道矩阵,对应是一个NRx×NSTS矩阵,其中NRx表示接收天线数。每一帧数据中都含有OCEF符号的前导码,接收端用此来估计信道信息。OCEF符号数NOCEF是由时空流NSTS决定的,具体对应关系见表1。

Data为数据字段,用来承载发射端需要传输的实际数据。SC模式下数据字段发射端要经过加扰、信道编码、流解析、星座映射、插导频等过程；OFDM模式与SC模式相比,主要区别在于发射端需进行子载波映射、IFFT、循环移位等过程。

2.2 IEEE 802.11aj系统架构

IEEE 802.11aj标准OFDM模式与现有的IEEE 802.11ac标准在发射接收机流程设计上比较类似,而IEEE 802.11aj标准SC模式设计流程与OFDM模式存在一些区别。本文提出的毫米波WLAN原型机系统模型,基于IEEE 802.11aj标准的单载波系统架构而设计。下面分别介绍IEEE 802.11aj的SC和OFDM两种模式的发射接收系统架构。

首先介绍IEEE 802.11aj单载波模式下的系统架构。信道编码方式采用低密度奇偶校验码编码(LDPC)。单用户MIMO系统,发射机设计流程图如图2所示。

单载波模式下一个完整的发射过程包括加扰码、信道编码、流解析、星座点映射、插入导频(包括保护间隔)、滤波脉冲成形、升采样、数模转换(DAC)以及由基带到毫米波射频处理等操作。

对应单载波接收端,操作过程与发射端相对应,且一些操作互为逆过程,其中均衡采用分数间隔频域均衡的方式,均衡同时完成降采样。接收端流程图如图3所示。

IEEE 802.11aj OFDM模式[11],同样信道编码采用LDPC编码方式,发射机设计流程图如图4所示。

OFDM模式下一个完整的发射过程包括加扰码、信道编码、流解析、星座点映射、插入导频、循环移位(CSD)、快速傅里叶变换(IFFT)、加循环前缀(CP)、升采样、数模转换(DAC)以及由基带到毫米波射频处理等操作。

OFDM模式接收端处理流程图如图5所示。

根据上文介绍的SC-FDE和OFDM系统的实现流程图可知,与OFDM系统相比SC-FDE系统发射端数据处理相对简单,而接收端更复杂,计算量更大。OFDM和SC-FDE两种系统都具有较好的对抗多径性能。OFDM模式中子载波之间两两相互正交,即使相邻的子载波之间频谱存在轻微的重叠,在接收端也能有效的解调,这一特性使得OFDM系统具有较好的频谱利用率。收发端OFDM符号的调制与解调利用快速傅里叶变换来实现,很大程度上提升了运算速度,同时也简化硬件实现结构。当然,OFDM技术也存在一定的缺陷,峰均功率比较大,容易导致非线性失真,还有对载波频率偏移比较敏感等。这些不足之处恰恰正是SC技术的优势所在。

OFDM和SC两种技术在性能上的优势互补,可以很好的应对不同的信道环境。因此,OFDM和SC两种模式在IEEE 802.11aj中的共存让其具有更强的适应性和更广阔的应用前景。

3 系统设计与实现

毫米波系统对硬件损伤非常敏感,故其对硬件仪器精密性要求非常高,尤其是射频端处理。目前实验室设备只支持实现毫米波单载波单发单收通信系统。本文设计的原型机系统理论上支持2×2 MIMO系统,由于硬件资源的限制,目前仅能实现单发单收。下面从系统参数、系统架构、Host和FPGA设计等几个方面进行详细介绍,其中FPGA设计重点介绍同步和均衡模块。

3.1 系统参数

为了匹配设备的采样速率,硬件实现起来更方便,将IEEE 802.11aj帧格式进行了简化设计。首先系统参数如表2。

具体的帧结构设计如图6。

一帧长度取10 ms(毫秒),分成100个子帧slots,其中前面几个(一般要求大于两个)slots为同步slot,后面为数据slot。每个slot长度为100 μs(微秒),分成150个blocks。150个block中,前面8个blocks为保护间隔,不传数据补零；第8,9号block为导频block；第9,10号block暂时保留,作为扩展block；后面138个blocks为数据block,传输有效数据。每个block长度为1024符号symbols,为一个FFT单位。前960个symbols传数据,后面64个symbols为保护间隔补零。以2×2 MIMO系统为例具体数据slot结构图如图7。

其中P1和P2对应两个不同的导频序列,把数据slot的8,9号blocks全部插入导频P1即为同步slot。

3.2 系统硬件实现框架

本文原型机系统设计包括三大块分别是上位机PC、Host端和FPGA端。其中上位机PC部分通过VLC(VideoLAN)视频播放器,编写简单脚本语言实现；Host端和FPGA端设计是基于LabVIEW 2015进行编程开发。PC端模块主要是对视频流进行拆分与组合以及视频的实时播放。Host端负责参数配置、数据传输等工作；FPGA端负责数据的处理包括物理层的所有模块功能实现。整体系统硬件实现结构框架如图8所示,具体实现后文会详细介绍。

用到的硬件平台资源皆为NI公司产品,具体见表3。

发射端和接收端的系统架构如图8所示。

3.3 Host端设计

Host端主要负责连接PC端和FPGA端,分为发射端和接收端两部分。发射端Host主要负责的工作包括：通过UDP协议接收PC传输的视频数据包、发射端射频参数的配置、DMA_FIFO配置、FPGA板卡间数据传输P2P配置(多流时候会涉及到)、调制方式设置等。接收端Host主要完成的工作包括：通过UDP协议传输组合后的视频数据包给PC、接收端射频参数的配置、DMA_FIFO配置、FPGA板卡间数据传输P2P配置、同步参数设置、自动增益控制(AGC)、对应解调方式设置以及一些状态信息显示等。

3.3.1 视频流传输

PC端与Host端之间视频流传输是通过UDP网络通信来实现。UDP通信的特点是无连接、速度快,知道IP地址和端口号就能进行网络通信,传输数据。

本文介绍的原型机PC端,利用VLC播放器实现视频的播放以及视频流的拆分发送和接收组合,发送端具体实施过程：编写脚本语言,配置通信的IP地址、端口号以及要传输的视频文件路径,每次需要传输的视频数据长度等信息；通信时只需执行脚本文件,就可以完成视频的传输与播放。接收端与发射端类似,主要实现打开接收端口号,进行视频接收组合以及播放。

Host分为发射端和接收端两个部分,发射端打开端口绑定Socket套接字,通过UDP方式直接接收PC传输过来的视频流数据；接收端Host,收到FPGA处理后的接收数据,先做CRC校验,然后打开通信的端口绑定Socket套接字,把正确的视频数据发送给接收PC。

3.3.2 调制方式配置

高阶调制、高的编码速率可以更高的利用频率资源,实现更高速的通信；同时为了保证通信质量,得到有效数据,通信系统接收端信噪比必须达到一定要求。通信的有效性和可靠性本身就是一对相对的性能指标。在信道环境一定的条件下,如何保证在可靠性要求范围之内实现最有效的通信,是需要我们去研究的问题。

本文设计的原型机,帧结构设定可以满足不同的子帧使用不同的调制方式,并且能够同时支持BPSK、QPSK、16QAM和64QAM四种调制方式。可以根据信道环境的好坏,选择适当的调制方式进行通信。

3.4 FPGA设计

FPGA端是基带数据处理的主要和核心部分。分发射端和接收端两部分,其中发射端需要的硬件资源包括一台机箱PXIe 1085、一块7902 FPGA、一块3610 FPGA、一块3620 FPGA以及一个发射射频头mmWave Heads。接收端需要硬件资源包括一台机箱PXIe 1085、两块7902 FPGA、一块7976 FPGA、一块3620 FPGA、一块3630 FPGA以及一个接收射频头mmWave Heads。根据图8可知,各硬件模块实现的具体功能,下文将对部分重要模块的具体实现细节做详细介绍。

3.4.1 并行处理

根据前面的参数设置表可知,本文介绍的原型机采样率为3.072GS/s。2倍升采样之前,基带数据采样率为1.536GS/s,目前基带的FPGA处理时钟速率还达不到这么高的要求。采用并行数据处理方式,可以有效的解决FPGA 处理时钟不够的问题。

这里提出一个新的数据结构概念WDP。WDP8表示8路数据并行时,一个时钟点的数据；WDP16表示16路数据并行时,一个时钟点的数据。本文介绍的原型机发射端采用2倍的升采样。发射端升采样之前和接收端降采样(通过分数间隔频域均衡实现)之后的数据采样率为1.536GS/s,可将其转换成WDP8；发射端升采样之后和接收端降采样之前的数据采样率为3.072GS/s,可将其转换成WDP16。因此,基带数据处理部分采用并行处理思想,利用WDP数据格式,FPGA 处理时钟只需1.536GS/s的8分之一,即192 MHz。

3.4.2 星座点映射与解映射

星座点映射即将一个或者多个连续的比特点映射到复平面上的一个点,以此来压缩数据,提高传输速率。本文介绍的原型机支持BPSK、QPSK、16QAM和64QAM四种调制方式,调制方式越高系统传输速率也越高,对应调制方式下每个子载波复数星座点解调出的比特信息分别为1、2、4、6。本原型机还支持一帧中的每个子帧采用不同的调制方式,同时进行数据传输。根据Host调制参数配置决定采用何种调制方式进行通信。

3.4.3 同步

实际实现时由于两个机箱共用一个时钟,所以载波频偏影响可以忽略。同步过程主要分为信号的检测和定位,包括帧同步和符号同步[1]。帧同步即粗同步,用于检测信号是否到来；符号同步即精同步,用于精确定位数据的起始位置。

本文介绍的原型机粗同步采用延时互相关与自相关的峰值比来确定帧头信息。根据帧中的数据块进行同步,同步序列表达式如下：

(1)

其中,为接收到的数据,表示取共轭,N=1024,M=960。

当r(n)达到设定的阈值后,开始进行峰值探测,保持一定的采样时间来判定导频序列的到来,从而避免了较大噪声对判决的影响,因此确定了粗同步的起始位置Ic。起始点在导频序列开始点附近,将粗同步之后的接收到的导频序列取出用于后面的精同步。

利用上述过程得到的导频接收信号和理想导频序列,可以得到信道脉冲响应(CIR：Channel Impulse Response),通过寻找CIR最强的抽头来实现精同步,具体步骤如下：

定义是接收的导频信号：

利用式(2)估计信道脉冲响应

(2)

其中,代表CIR估计,对于两个导频序列可以获得和估计,F代表FFT矩阵,代表原始导频序列。

因为存在多径干扰,通过式(2)得到的CIR估计值会存在多个峰值,需要利用式(3)计算信噪比(SNR),寻找SNR最高的峰值,即主径。

(3)

其中：为噪声功率估计,为信号功率估计。

然后根据选取的主径实现精同步。确定主径后,寻找它的信道脉冲响应最强的抽头的索引nmax,这样就确定了精同步的位置If。

(4)

结合粗同步和精同步,将粗同步位置Ic和精同步位置If相加,就能确定符号数据的起始位置,得到数据起始位置之后就可以取出数据进行后续数据处理。

3.4.4 信道估计与均衡

信道估计换言之即根据导频信息估计信道矩阵,估计出来的信道信息用于接收信号的均衡处理,从而尽量消除信道环境对信号的影响,恢复出原始数据。本文设计的原型机,信道均衡采用的是分数间隔频域均衡的方法。为了说明该方法同样适合多流的情况,下面以2×2系统为例进行介绍,具体实施步骤如下。

步骤1 对同步后的数据做T/ 2分数间隔处理,具体步骤为：采用T/ 2分数间隔法,对数据进行分割。将数据按奇偶进行分流,每一路信号按照奇和偶间隔采样形成奇偶两个流,每个流重新形成块(可以理解为分割前的一路信号中的两个相邻的块,分离之后重新组成两个奇偶块)。两路信号同时并行执行形成四个流。同步后两路数据y1[n],y2[n],分割之后为ye,1[n],yo,1[n],ye,2[n],yo,2[n]形式。

步骤2 将数据做FFT,生成频域数据,具体步骤为：同步后的数据,经过分数间隔处理之后,每时隙内相邻两个块间隔采样重新组成一个偶数块一个奇数块,分别处于两个流中,处理效果如图9。

然后根据此时的块单位,以1024个符号为一个块做离散傅里叶变换,采用FFT方法将时域数据变换到频域。4个流同时并行进行快速离散傅里叶变换。此处FFT变换用的是LabVIEW中的快速傅里叶变换IP核来实现。变换之后的数据为Ye,1(k),Yo,1(k),Ye,2(k),Yo,2(k),下标1、2分别表示第1路和第2路,e、o分别表示每路分割的偶、奇流。

步骤3 根据导频数据对系统进行信道估计,获得信道估计矩阵H,具体为：

步骤3.1,根据导频,进行信道估计。每个时隙内第8,9号块为导频块,用来进行信道估计。根据已知的导频序列和接收端收到的导频信号,就可以计算出信道估计矩阵。具体步骤如下：

步骤3.1.1,分别计算以下公式：

(5)

其中,注意此处计算H和G用到的是不同时刻的Y；P1,P2分别对应第一个流中8号Block处导频序列和第二个流9号Block处的导频序列,均是根据改善后的ZC序列频域归一化处理生成,表示取共轭。

步骤3.1.2,将得到的He(k),Ge(k),Ho(k),Go(k),组合得到信道矩阵如下：

(6)

其中,k表示第k个频点,H中的元素都为复数。

步骤4 根据信道矩阵H,进行频域均衡,具体步骤如下：

步骤4.1,根据估计得到的信道矩阵H,利用最小均方差(MMSE)均衡方法,根据式(7)获取均衡权值矩阵W。

(7)

其中,HH(k)表示对矩阵H(k)取共轭转置,分别对应接收1,2路信号的噪声功率,可以根据信道冲击响应计算得到。

步骤4.2,根据矩阵W,对接收端分数间隔处理之后的数据进行均衡,计算过程如下：

(8)

其中,

为接收数据均衡后的结果。

分数间隔频域均衡方法利用了发射端升采样提供的分集增益信息,结合硬件实现过程中矩阵分块运算特点和最小均方差均衡技术,在不明显影响运算复杂度情况下,能够有效改善毫米波通信系统中定时相位误差和信道延时失真的影响,提高系统的误比特性能；同时均衡过程即完成信号的降采样。

4 测试与分析

下文是对原型机的测试结果,主要从接收端均衡之后的星座图性能、系统传输速率、误码率以及接收端视频清晰流畅度几个方面来进行分析。

4.1 接收星座图

根据前文的介绍可知,系统支持多种调制方式同时工作,不同的调制方式性能存在差异,比较理想信道环境下,可采用高阶的调制方式,信道干扰严重时可采用低阶的调制方式,来实现信息传输。以16QAM调制方式和64QAM调制方式为例,图10分别对应16QAM和64QAM下系统接收端均衡之后一个完整子帧数据的星座图。相同的条件下仅调制方式不同时,根据星座图可知与64QAM相比16QAM对应的星座点之间间隔更明显,区分度更高,测试中误码率也更低视频更流畅；但同时16QAM调制方式传输速率比64QAM调制方式传输速率低。不同的调制方式对应的理论与实际测试中得到的传输速率如表4。

由于本系统目前采用的是喇叭天线,其具有较强的方向性和较高的增益,有效通信距离可以达到近10 m；16QAM调制方式进行视频传输收发天线距离2 m以内时,系统的误码率在0.1%以内,接收端视频播放非常流畅。

4.2 视频实时传输

图11是基于NI-PXIe毫米波平台开发的SISO演示系统,图中左右分别是接收部分和发射部分。由于系统通信实时速率达到Gbps量级,而实时传输一路高清视频远不需要这么高的速率,所以在通信时仅用一个子帧(时隙slot)传输视频即可,其他的子帧传发射端Host生成的随机数。事实上如果所有传输数据都用视频数据源,那么必须要有处理能力非常强大的上位机进行视频的拆分与组合,而实验室的上位机远远达不到这个要求,因此只能用随机数代替。此处传输视频的子帧是随机选择的,一帧中的100个子帧任意一个子帧都可以用来传输视频。实验结果表明,子帧的选取对视频传输没有影响,选取不同的子帧传输视频,误码率保持不变。16QAM调制方式下,发射接收天线在2 m距离以内时,误码率维持在0.1%以内。

视频的演示只是为了方便说明通信的实时性和可靠性,实验中传输数据一帧中用一个子帧数据来传输视频,而系统CRC校验是针对接收到的所有数据(包含一帧中的所有子帧)进行校验检测。因此实验中测试得到的误码率即所有传输数据的误码率,系统物理层硬件部分以及Host端的数据处理是实时有效的,误码率较低。

具体工作过程,发射端PC将视频流拆分成数据包,通过UDP协议把数据传送给发射端Host；发射端Host通过DMA_FIFO将数据传输给发射端FPGA；发射端FPGA完成数据处理之后,通过射频天线,以电磁波的方式将数据发射出去。接收端射频部分接收到数据,接收端FPGA进行同步、信道估计均衡等后续处理之后,恢复出“原始信号”,并通过DMA_FIFO将数据传输给接收端Host；接收端Host再通过UDP协议把视频数据传送给接收端PC进行视频数据的组合并播放。

5 结论

本文介绍的原型机系统方案,基于NI-PXIe毫米波系统平台和LabVIEW软件进行开发,该平台能让开发者专注于IEEE 802.11aj协议基带系统的实现上,一定程度上缩短了系统开发周期。图形化的编程语言LabVIEW,非常适合系统的搭建,其支持的IP核能为开发者提供很多便利。系统中的信道编解码以及FFT运算等,用IP核处理可以减轻很多工作。系统的测试结果表明,原型机系统能稳定高速的进行高清视频流实时通信,并且支持多种调制方式,系统实时传输速率最高(采用64QAM调制方式)可以达到7Gbps。本文设计的原型机系统,只是阶段性的研究成果,后面还将进行OFDM系统以及MIMO系统的研发。

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